高壓軟開關充電電源硬件主電路設計(一)

高壓軟開關充電電源硬件主電路設計(一)

主電路設計
 主要技術指標
 1．輸入電壓220V交流，輸出充電電壓0～2400V，直流；
 2．負載電容容量3133uF；
 3．輸出電流2安培直流；電源容量5kW；
 4．開關頻率20kHz，諧振頻率40kHz；
 5．電流檢測與電壓檢測；
 6．用DSP實現PWM控制。
 主電路選型
 在諧振開關技術中最適合脈沖電容充電的電路是串聯諧振開關電路,輸出近似為恒流源或稱“等臺階充電”,突出的優點是充電效率高且具有固有短路保護能力[6]。其主電路如圖3-1所示。由于電源功率大，采用全橋型電路，高頻變壓器的副邊也采用二極管整流橋進行整流。
 圖3-1 電容充電電源主電路示意圖
 圖中為串聯諧振電感(含變壓器漏感和線路分布電感);為串聯諧振電容。其工作原理和具體參數將在下面給出。
電路的工作原理及方式
直流電壓（由市電經過整流得到）經過逆變電路逆變為頻率很高的方波交流電，此高頻方波交流電在經高頻變壓器生壓后，由二極管整流橋整
流輸出穩定的直流電流，向電容C進行充電。
設為IGBT的開關頻率，為諧振頻率。
 串聯諧振變換器按大小有3種工作方式：
 1．方式一(</2) 電流斷續工作,此方式下開關損耗低且干擾小,可實現開通時電流緩慢增加,關斷時為零電流關斷；
 2．方式二(/2<<) 電流連續工作,可實現零電流關斷。但開通時,同一橋臂上的兩個開關管存在強迫換流,故開關損耗較大,干擾大；
 3．方式三(>) 電流連續工作,零電壓開通和硬關斷,開關損耗和干擾較大。因線路存在電感,斷時產生的電壓尖峰較高,極易損壞開關器件[7]。
 現在以圖3-2的電路來分析一下串聯負載DC—DC變換器的這三種運行方式。

（a）串聯負載DC/DC變換電路

（b）等效電路
圖3-2 串聯負載DC/DC變換電路及等效電路
 由圖可知，電感和電容形成串聯諧振，并與負載串聯，經過諧振的電流在負載端被全波整流。輸出端的濾波電容C足夠大，可以認為電容C兩端電壓是沒有波紋的直流電壓。為了簡化分析，假定諧振電路中的電阻損耗可以忽略不計，輸出電壓可以反射到整流橋的輸入端，以表示，如果為正，，為負，。
 若開關T+導通，電流為正時流經T+，反之，流經二極管D-。與此類似，為負時，若開關T-導通，電流流經T+；反之流經二極管D+。因
此，對圖3-2（a）來說，可有如下四種狀態：
 1.當>0時
 T+導通: =+，；
 D-導通: =，。
 2.當<0時
 T-導通: =，；
 D+導通: =+，。
 諧振槽上的電壓取決于電流的方向以及哪個開關器件導通。上述方程所描述的狀態可以用圖3-2（b）所示等效電路來表示。應該注意，使用這個等效電路時應按不同的時間間隔來計算。在每種時間間隔內，要確定其出使條件，并把和看作一個直流電壓。
 在穩態對稱運行時，兩個開關器件的工作狀態是相同的，與此相似，兩個二極管的工作狀態也是相同的，因此只要對半個運行周期進行分析即可知道整個周期的狀態，因為另外半個周期的運行狀態與此對稱。
 此串聯諧振電路的開關頻率由電路中的開關器件來控制，它可以比諧振頻率低，也可以比諧振頻率高。根據和的不同比值，電流有連續和不連續之分，起運行狀態可分為下面的三種情況。
3.1.3.1 斷續導通(</2)
 應用諧振方程可計算出電流和電壓的穩態波形，如圖3-3所示。在時刻，開關T+開通，電感電流從零開始建立，電容電壓的初始值為，電流和電壓在各區間的等效電路示于圖3-3中。
 在時刻，滯后180°，電感電流開始反向。因為開關T-尚未開通，電流只能流經二極管D+，向電源回饋能量。在之后的180度內，峰值電流較小。當達到零之后，如果電路中開關器件未開通，電流一直為零。由于電路中電流、電壓是對稱運行的，在斷續期間，電容電壓等于2，相對于為負值。因為，以電流成為斷續狀態
 在時刻，開關T-開通，下半周開始工作，其電流電壓波形前相同，但極性相反。
 電路的開關頻率可從T+兩次開通為一個周期來計算。由圖可知，開關頻率小于諧振頻率的一半，也就是說一個開關周期內，諧振電流已震蕩兩次，另外還有兩段停止工作時間。開關頻率的半個周期超過了諧振電流的360°，所以</2，被整流的電感電流等于輸出直流電流，負載電壓為。

 圖3-3 電流斷續運行
3.1.3.2. 連續導通(/2<<)
 圖3-4為/2<<時，諧振電流連續運行狀態的波形圖。
 
圖3-4 電流連續運行
 由圖可知，開關T+在處開通。開通條件不是零電流和零電壓條件，開關T+導通時間小于180°。在處反向，電流流經二極管D+，于是開關T+自然關斷，在處，T—開通，電流從二極管D+轉向開關T-。與斷續運行相比，因為開關T-提前開通，所以D+導通時間也小于180度。這種狀態運行，開關不是在零電壓和零電流條件下開通，所以產生了開通損耗。此外，為了避免對開關有過大的反向峰值電流和過大的二極管損耗，二極管必須有良好的反向恢復特性。例如，在處，開關T-開通時，原來導通的二極管D+不能立即關斷，于是通過D+的反向電流會給正在開通的T-開關增加了電流負擔。因為電感電流經過開關過零，而且經續流二極管反向，所以開關是在零電流、零電壓條件下自然關斷的。
3.1.3.3. 連續導通(>)
 這種運行狀態與以前討論的連續導通狀態有所不同，當/2 <<
時，電流是連續的，其開關自然關斷，但開通并非零電流條件。當>時，電流也是連續的，開關的關斷是強迫關斷，開通具有零電流和零電壓條件。

 圖 3-5 電流連續>
 圖3-5示出了>時的電路波形。由圖可知，T+開關在零電流條件下與處開通，且開始反向。在處，震蕩電流未達到零之前，開關T+被強迫關斷，正向電流被迫經二極管D-流通。此時加在諧振槽的電壓為較大的負電壓，所以流經二極管D-的電流很快在處減小為零。此后，電流反向，當二極管D-開始反向導通時，開關T-立即開通。開關T-關斷之后，二極管D+導通。開關T+和二極管D-的導通時間為開關頻率的半個周期，此半個周期小于諧振頻率的半個周期。
 三種方式中,方式一在絕緣柵雙極晶體管(IGBT)開通和關斷時損耗都最小,被選作恒流充電電源的工作方式，其工作時諧振電流波形見圖3-6。
    忽略圖放電保護電路的影響,設為電容電壓折算至變壓器原邊的電壓,則理想情況(輸入電壓恒定,變壓器及半導體器件為理想器件)下:
在期間
 
 
 
在期間
 
 
 
充電電流平均值
 
 
 =
 =                   （3-1）
 由上式可見,在諧振參數和輸入電壓一定時,充電電流與開關頻率成正比。開關頻率恒定,則充電電流恒定。充電電流與負載電壓無關,因而具有較強的抗負載短路能力[8]。

 圖3-6 諧振電感電流波形
主電路的各項參數
3.1.4.1諧振參數
 充電電路的系統結構見圖3-7。

 圖3-7 系統結構圖
 圖中R1、R2、D1為放電保護電路;為串聯諧振電感(含變壓器漏感和線路分布電感);Cr為串聯諧振電容。
 因，負載電容的影響可忽略不計。
故有

 

 式中n為變壓器變比，為諧振頻率，為諧振周期，為開關頻率，為開關周期[9]。
 現已確定開關頻率=20kHz。由220V交流電通過二極管直接得到，其值為311V。由于電路將工作在方式一下，即</2，所以諧振頻率要要略大于40kHz。
即
>40Hz
 取高頻變壓器變比n=15；變壓器原邊電壓為311V方波電壓供電，其基波有效值198V；取26.4H，C取0.6F。
這樣有                  =41.1Hz
=6.63
輸出電流按式（3-1）計算：
 
 ==1.99 A
 充電電流基本符合要求。
3.1.4.2 輸入整流
 如圖3-8，為了使電路給逆變器提供一個穩定的電壓，輸入整流段需進行變壓器隔離和濾波，且在電流輸入端設置一熔斷器，為電源提供保護，防止電流過大而損害設備。

圖3-8 輸入整流電路
3.1.4.3 輸出整流
    由于功率大，輸出整流采用橋式整流電路。但由于輸出電壓較高，將超過單個二極管所承受的最高反向電壓，為安全起見，下圖3-9中的每個二極管將由三個二極管串聯起來一起使用，并選用快恢復二極管。

圖3-9 輸出整流電路
3.1.4.4逆變參數
在主電路中，IGBT選擇富士電機公司的2MBI175N-120，電流控制電路如圖3-10，其具體參數和電路見表3-1。

圖3-10 IGBT電流控制電路

表3-1  IGBT具體參數
項目 符號 額定值 單位 
集電極電壓  1200 V 
門極電壓   V 

集電極
電流 連續  75 A 
 1ms 脈沖 150 A 
 連續 - 75 A 
 1ms -脈沖 150 A 
最大能量消耗  600 W 
工作溫度  +150 ℃ 
存儲溫度  - 40到+125 ℃ 
絕緣電壓  交流2500（1分鐘） V 
 
 調節扭矩 裝備1 3.5  
 接線端1 3.5  

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